一种适用于可变阻感负载的交流调压器 （￡）＝ ｔ）ｕ （￡） ：与互感器构成检测信号电压源；Ｃ。，Ｒ：和 ＤＵ．．ｃｏｓ（ ＋∑ ｃ。ｓ（ｔ／ＺＯｓ＋Ｏ））￡（３） 厂— ——————————— 构成低通滤波器，并起到相位校正的作用；ＯＰ 是运 算放大器．将滤波后的输出电压 。放大；ＯＰ：为比较 放大器。输出过零检测信号。由于最大负载电流决定 着磁饱和参数，最小负载电流决定着检测精度，故设 的饱和电压值为 。系统最大额定负载产生的感应 电流为 ，为使互感器不发生磁饱和， 要满足： ≤ Ｎ （５） 由式（３）可得Ｕｒ（￡）中基波电压幅值和谐波电压 幅值为：Ｕａ＝ＤＵ￣， Ｖ２ ［ ］（４） 计的电流过零检测电路应满足下述条件。设互感器 从式（３）和式（４）可得，输出电压的基波幅值与 斩波信号的Ｄ成正比．调节ＰＷＭ波的Ｄ即可实现 对输出电压的调节。电压谐波的角频率为（ｎｏ） ＋ ）。 当斩波频率足够高时，电压谐波的频率将远高于基 波频率，有利于滤波器的设计。 “ ，ｉｏ “ｓ ● ｔ ●０ ／ ／ ＿ “ ● ●、、、—— —， ● ￣ｇＶ＇ｆＩＡ ：…………Ｉ１…ｌｌ ： ： ／／ｇＶＴＩＢ ： ｌ ：…川…………：‘ ｂＩｇＶＴ２Ａ ＩＩＩＩｌ： ：‘ Ｖ１＇２Ｂ 丌ｎ‘ ●ｆ ！Ｉ ● ！０ 图２司知逻辑和ｕ。波形 图中 ＾，ＵｇＶｒｌＢ，ｕ帅， 开关管、ｒ１．１＾，Ⅵ１Ｂ，Ⅵ ，ＶＴ拈 的驱动信号 由图２可知，ＵｇＶＩ３Ａ，ＵｇＶＩ３Ｂ，ＵｇＶＩ２Ａ，ＵｇＶｒ２Ｂ由电压、电 流的状态决定。目前常用的电流过零检测电路多采 用电流互感器加比较器的结构。这样的检测电路在 用于容量可变负载斩波时常会出现下述情况，即在 负载过轻时，因信号太弱，电流过零点会出现抖动： 负载过重时，互感电流ｔ会因互感线圈磁饱和而发 生畸变造成相位超前失真。图３ａ，ｂ示出这两种情况 下的电流检测信号ｉ。和ｉ 波形。这样的检测信号将 ／Ｉｌ ＼：； 、＼ｌ：ｌ“ｃ： 羹ｃ《 ｈ～ √ ；、— ｓ／格 零相位失真 图３两种情况下电流过零检测信号的失真图 图中 ｔ 检测方波信号 针对这种情况，提出了一种适合宽电流范围的电 流过零检测电路。图４示出电流过零检测电路示意图。 图４电流过零检测电路示意图 系统最小额定负载感应电流为 面 ，为满足过 零信号精度。ＯＰ 的放大倍数Ｋ需满足ＯＰ 放大后 的电压： ｕａ（ｔ）＝Ｋ １ｓｉｎ（ｔｏｔ）≥ （６） 式中 。——０Ｐｌ输入电压幅值ｕ 一０Ｐ２的比较电压精度 将 血 代入式（５）计算出对应的 ，再结合 最小测量允许误差时间ｔ，代入式（６）即可计算出满 足要求的Ｋ值。当系统负载增加时， 会随负载电 流的增加而增加。在相同的Ｋ值下，达到 。的时间 将缩短，也满足检测精度的要求。因此，采用了该检 测电路的系统，既满足了大电流要求的高磁饱和度． 又利用信号放大改善了小电流的检测精度，使得系 统在不同负载容量下保持了检测的精确性．确保了 输出电压、电流的质量和稳定性。 ３滤波器设计 根据式（４）可进行输出滤波器设计。图５示出电路 输出侧等效电路图。 Ｒ０ 三ｏ （ａ）举波电压等效电路 （ｂ） 次谐波电压等效电路 图５电路输出侧等效电路图 首先计算输出电压的基波值为： （ｔｏＬ ｏ－ｊＲｏ）／ｔｏＣ ｃ—． 。＋ｊ ＝ 万 （７） 当基波频率ｔｏＬ。＞＞ｔｏＬ，ｌｌｔｏＣ：￣ｔｏＬ时， ０ｆ可近似 为： 一Ｕｒｆ＝Ｄ （８） 若开关频率足够高，使得 》∞，那么ｎ次谐波 阻抗可近似为： ｆｌ删 删ｓ， （删 ） 。 删上。 ｒ０、 （ｎｗｓ＊＿ｘｏ）Ｌ一删二， １／（ｎｗ ± ）Ｃ一１／ｎｗ。Ｃ 那么，ｎ次输出谐波电压值可表示为： ‰一 Ｉ＿ 历 ‰ …ｉｕ） 当开关频率足够高时， 厶》 二，ｎｗ，Ｌ＞＞ｌ／ｎｗ￣Ｃ， １２１ 维普资讯 http://www.cqvip.com 第４１卷第１Ｏ期 ２００７年１Ｏ月 电力电子技术 Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｖｏ１．４１．Ｎｏ，１０ Ｏｃｔｏｂｅｒ，２００７ 于是近似有： 式中Ｈ Ｍ ， ｃｃ，ｓ －Ｌ，Ｌ， — Ｍ （ＩＩ） 输出电压 ， 和输出电流 ， 的实验波形；图６ｃ 示出两种负载下的输出电压峰值 和输出电流峰值 ，ｎｌ均方根频谱；图６ｄ示出两种负载下的输出电压峰 值 和输出电流峰值 均方根频谱。由图可知，调 压器在较宽的范围内均有较精确的电流检测信号， ｉｎ（ｎＤａｒ）／ｎａｒ 同理．输出滤波电感Ｌ中的基波和ｎ次谐波电 流ｉ 可由相应的电压值和对应的阻抗电流 求得， 即： ｉｕ ｌＬｒｆ／％／Ｒ２＋（ｏＪＬｏ）２， （１／， 。Ｌ）ｕ （１２） 和ｉ 波形及谐波含量均符合理论要求。 已知输出电压总谐波因数为： 莲 ＴＨＤ￣＝（ｕ０ｈ／ｕ０ｆ）ｘ１００％ （１３） 蟪童 可定义输出电流总谐波因数为： ≥． ＿．＿ ，・。ＴＨＤ￣＝（ｕ ｌｕｕ）ｘ１００％ （１４） 凄 由式（７）、式（１０）～式（１４）可算出输出滤波电感 ｒ—＝————————————一 为： １００＂ｋ，／２［Ｒ２ｏ＋（ｔｏＬｏ）ｚ］Ｖｎ￣ （１５） 蓬 言 可计算出输出滤波电容值为： 罢 厂 ——————一 ｃ＿ 西丽 Ｖ ｓｉｎ２（ｎＤ＇ｔｒ）一— （１６） 蓬 焉 由式（１５）和式（１６），在已知系统最大和最小负载 ￣／５ｋＨｚ／格 ｌｆ５ｋＨｚ／格 容量、调压范围（即Ｄ的取值范围）和谐波含量的要求 （ｃ）％ｌ和毛ｌ频谱 （ｄ）％２和 ２频谱 图６实验结果 下，即可设计出满足谐波要求的滤波电感和滤波电容 ５ 结 论 值。同理．输入滤波器也可按上述方法进行设计。 提出了一种用于可变阻感负载的交流降压斩波 ４实验结果 器以及宽幅电流检测方案．解决了变负载控制中可 为了验证提出方案的可行性．在ｌｋＶＡ样机上对 能出现的电压畸变或失控问题：给出了变负载条件 交流降压斩波器进行了实验分析。主电路参数：主控 下输出滤波器的设计方案。通过ｌｋＶＡ样机的实验 制器选用ＡＴｍｅｇａ６４Ｌ。这款芯片具有内部ＰＷＭ输 验证．该调压器在不同容量负载下的电压、电流输出 出，内置１０位Ａ／Ｄ转换器和４个定时器．可以实现 质量均满足理论要求．为负载容量可变的系统实现 ＰＷＭ信号生成．控制逻辑匹配，电压闭环等功能。开 交流调压提供了可能。 关器件选用Ｇ４ＰＦ５０ＷＤ型ＩＧＢＴ：开关频率为 参考文献 １６ｋＨｚ；输入滤波电容为３ｔｚＦ；输入滤波电感为 【１】 俞红祥，林敏，纪延超．新型谐波消除交流电压调节器 １３５￣Ｈ；输出滤波电容为８ｔｚＦ；输出滤波电感为８ｍＨ； 的研究【Ｊ】．电力系统自动化，２００５，（９）：７６—８０． 当负载电感ＬＬ＝２００ｍＨ．负载电阻分别为ＲＬ－４００￣和 ［２１ Ｇｉｒｌ Ｖ，Ｂｒｉａｎ Ｋ Ｊ，Ａｓｈｏｋ Ｓ．Ａｎ ＡＣ．ＡＣ Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｆｏｒ ＲＬ－５１Ｅ￣时，按设计的滤波器参数，系统的输出电压、 Ｃｕｓｔｏｍ Ｐｏｗｅｒ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ［Ｊ］．ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．ｏｎ Ｐｏｗｅｒ Ｄｅｌｉｖ－ 电流谐波含量可抑制到 ｆＤ ≤２％．ＴＨＤ ≤３Ｏ％的范 ｅｒｙ，１９９６，１ １（３）：１６６６－１６７１． 【３】 Ｂｅｎ－Ｙａａｋｏｖ Ｓ，Ｈａｄａｄ Ｙ，Ｄｉａｍａｎｔｓｔｅｉｎ Ｎ．Ａ Ｆｏｕｒ Ｑｕａｄｒａｎｔｓ 围内。图６ａ示出两种负载（下标１表示ＲＬ－４００￣．下 ＨＦ ＡＣ Ｃｈｏｐｐｅｒ ｗｉｔｈ ｎｏ Ｄｅａｄｔｉｍｅ［Ａ］．Ａｐｐｌｉｅｄ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃ— 标２表示ＲＬ－５１Ｅ￣）下电流过零点检测电路中电流检 ｔｍｎｉｃｓ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ａｎｄ Ｅｘｐｏｓｉｔｉｏｎ，２００６．ＡＰＥＣ’０６．Ｔｗｅｎｔｙ 测信号ｉ 和ｉ以的实验波形；图６ｂ示出两种负载下的 Ｆｉｒｓｔ Ａｎｎｕｍ ＩＥＥＥ１９－２３［Ｃ］．Ｍａｒｃｈ ２００６。１４６１—１４６５． （上接第１０６页）矩阵和状态反馈增益矩阵 ｔｙ ａｎｄ Ｄｅｓｉｇｎ ｏｆ Ｓｗｉｔｃｈｅｄ Ｓｙｓｔｅｍｓ【Ｊ］．ＩＥＥＥ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｓｙｓ－ 参考文献 ｔｅｍ，１９９９，（１０）：５９－７０． 【１】 万军，苑志华，王建海．级联滑模控制策略在单相逆变 【５】Ｆｅｉ Ｓｈｕ・Ｍｉｎ，Ｗａｎｇ Ｚｅ－Ｎｉｎｇ，Ｆｎｅｇ Ｃｈｕｎ－Ｂｏ．Ｏｎ ｔｈｅ Ｏｐｔｉ－ 器上的应用研两Ｊ］．电力电子技术，１９９９，３３（２）：５０—５１． ｍａｌ Ｄｅｓｉｎｇ ｖｉａ ｔｈｅ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｓｔｒａｔｅｇｙ ｆｏｒ ａ Ｃｌａｓｓ 【２】 万军．单相ＵＰＳ逆变器的模型参考滑模控制［Ｊ】Ｉ电力 ｏｆ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ Ｓｙｓｔｅｍｓ【Ｊ］．ＡＣＴＡ Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｓｉｎｉｃａ，２００１，２７ 电子技术，２００４，３８（３）：６３—６４． （２）：２４７－２５１． 【３】 黄赋光，谢运祥，杨苹．新型Ｂｏｏｓｔ逆变器的积分滑模 【６］ Ａｌｅｓｓａｎｄｒｉ Ａ，Ｃｏｌｅｔｔａ Ｐ．Ｄｅｓｉｎｇ ｏｆ Ｌｕｅｎｂｅｒｇｅｒ Ｏｂｓｅｒｖｅｒｓ ｏｆｒ 控制【Ｊ］．电力电子技术，２００４，３８（１）：７－９． ａ Ｃｌａｓｓ ｏｆ Ｈｙｂｒｉｄ Ｌｉｎｅａｒ Ｓｙｓｔｅｍｓ［Ｊ】．ＬＮＣＳ・ＮＳＣＣ，２００１： 【４］Ｄａｎｉｅｌ Ｌｉｂｅｒｚｏｎ，Ｓｔｅｐｈｅｎ Ｍｏｒｅ Ａ．Ｂａｓｉｃ Ｐｒｏｂｌｅｍｓ ｉｎ Ｓｔａｂｉｌｉ－ ７～】７． １２２
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