中频下双级矩阵变换器整流级相位前馈校正算法

第１５卷第２期　电　机　与　控　制　学　报　ＥＬＥＣＴＲＩＣ　ＭＡＣＨＩＮＥＳ　ＡＮＤ　ＣＯＮＴＲ０Ｌ　Ｖ０ｌ＿１５　Ｎｏ．２　Ｆｅｂ．２０１ｌ　２０１１年２月　中频下双级矩阵变换器整流级相位前馈校正算法　肖鲲，　王莉娜，　裴晓宇　（北京航空航天大学自动化科学与电气工程学院，北京１００１９１）　摘要：针对双级矩阵变换器（ＴＳＭＣ）应用于航空领域时，在中频下如果直接应用传统调制策略，　整流级相位将出现滞后，从而附加滞后的功率角且减小电压传输比，在变频航空供电体制下甚至出　现功率角和输出电压幅值的波动，影响输入输出波形质量这一问题，在分析中频下整流级相位滞后　原因的基础上，根据梯形面积原理推出滞后相位大小，提出中频下ＴＳＭＣ整流级的相位前馈校正算　法。在实验样机上基于查表法实现该算法，保证控制器运算的实时性。仿真和实验结果表明，所提　的相位前馈校正算法能够补偿滞后的相位，基于查表法的算法实现能够满足硬件实时性要求。　关键词：电力变换器；双级矩阵变换器；前馈校正；中频；相位滞后　中图分类号：ＴＭ４６　文献标志码：Ａ　文章编号：１００７—４４９Ｘ（２０１１）０２—００２６—０６　Ｆｅｅｄｆｏｒｗａｒｄ　ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ　ａｌｇｏｒｉｔｈｍ　ｆｏｒ　ｐｈａｓｅ　ｏｆ　ｒｅｃｔｉｉｃａｔｉｆｏｎ　ｓｔａｇｅ　ｏｆ　ＴＳＭＣ　ａｔ　ｍｅｄｉｕｍ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ＸＩＡＯ　Ｋｕｎ，　ＷＡＮＧ　Ｌｉ—ｎａ，ＰＥＩ　Ｘｉａｏ—ｙｕ　（Ｓｃｈｏｏｌ　ｏｆ　Ａｕｔｏｍａｔｉｏｎ　ｓｃｉｅｎｃｅ　ａｎｄ　Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ　Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ，Ｂｅｉｊｉｎｇ　Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ　ｏｆ　Ａｅｒｏｎａｕｔｉｃｓ　ａｎｄ　Ａｓｔｒｏｎａｕｔｉｃｓ，　Ｂｅｉｊｉｎｇ　１００１　９１，Ｃｈｉｎａ）　Ａｂｓｔｒａｃｔ：Ｔｗｏ—ｓｔａｇｅ　ｍａｔｒｉｘ　ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ（　ＦＳＭＣ）ｉｓ　ｈｉｇｈｌｙ　ｃｏｍｐｅｔｅｎｔ　ｉｎ　ａｅｒｏｎａｕｔｉｃ　ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ．Ｈｏｗｅｖｅｒ，　ｔｈｅ　ｐｈａｓｅ　ｏｆ　ｒｅｃｔｉｆｉｃａｔｉｏｎ　ｓｔａｇｅ　ｏｆ　ＴＳＭＣ　ｄｅｌａｙｓ　ｗｈｉｌｅ　ｔｈｅ　ｃｏｎｖｅｎｔｉｏｎａｌ　ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ　ｓｔｒａｔｅｇｙ　ｉｓ　ｄｉｒｅｃｔｌｙ　ａｐ—　ｐｌｉｅｄ　ａｔ　ｍｅｄｉｕｍ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ｉｎｐｕｔ．Ｔｈｕｓ　ｒｅａｃｔｉｖｅ　ｐｏｗｅｒ　ｆａｃｔｏｒ　ｃｈａｎｇｅｓ　ａｎｄ　ｖｏｌｔａｇｅ　ｒａｔｉｏ　ｄｅｃｒｅａｓｅｓ．Ｍｏｒｅｏ・　ｖｅｒ，ｂｏｔｈ　ｏｆ　ｔｈｅｉｒ　ｖａｌｕｅｓ　ｆｌｕｃｔｕａｔｅ　ｕｎｄｅｒ　ｖａｒｉａｂｌｅ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ｉｎｐｕｔ．Ｉｎ　ｔｈｉｓ　ａｒｔｉｃｌｅ，ｔｈｅ　ｒｅａｓｏｎ　ｏｆ　ｐｈａｓｅ　ｄｅ—　ｌａｙ　ｏｆ　ｒｅｃｔｉｉｃａｔｉｏｎ　ｓｔａｇｅ　ｏｆ　ＴＳＭＣ　ｗａｓ　ａｎａｌｙｚｅｄ，ａｎｄ　ｔｈｅ　ｖａｌｕｅ　ｏｆ　ｐｈａｓｅ　ｄｅｌａｙ　ｗａｓ　ｃａｌｃｕｌａｔｅｄ　ｂａｓｅｄ　ｏｎ　ｆｔｒａｐｅｚｏｉｄ　ａｒｅａ．Ｆｅｅｄｆｏｒｗａｒｄ　ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ　ａｌｇｏｒｉｔｈｍ　ｗａｓ　ｔｈｅｎ　ｐｒｏｐｏｓｅｄ　ｔｏ　ｃｏｍｐｅｎｓａｔｅ　ｔｈｅ　ｐｈａｓｅ　ｄｅｌａｙ，ｗｈｉｃｈ　ｗａｓ　ｉｍｐｌｅｍｅｎｔｅｄ　ｂａｓｅｄ　ｏｎ　ｌｏｏｋ—ｕｐ　ｔａｂｌｅ　ｍｅｔｈｏｄ　ｔｏ　ｉｎｃｒｅａｓｅ　ｔｈｅ　ｏｐｅｒａｔｉｏｎ　ｅｆｉｃｉｅｎｃｙ．Ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ　ａｎｄ　ｅｘ．ｆ　ｐｅｒｉｍｅｎｔ　ｒｅｓｕｌｔｓ　ｓｈｏｗ　ｔｈａｔ，ｐｈａｓｅ　ｄｅｌａｙ　ｏｆ　ｒｅｃｔｉｉｃａｔｉｏｎ　ｓｔｆａｇｅ　ｏｆ　ＴＳＭＣ　ａｔ　ｍｅｄｉｕｍ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ｉｓ　ｅｏｍｐｅｎｓａ—　ｔｅｄ　ｗｉｔｈ　ｔｈｅ　ｐｒｏｐｏｓｅｄ　ｆｅｅｄｆｏｒｗａｒｄ　ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ　ａｌｇｏｒｉｔｈｍ，ａｎｄ　ｔｈｅ　ｌｏｏｋ—ｕｐ　ｔａｂｌｅ　ｉｍｐｌｅｍｅｎｔａｔｉｏｎ　ｍｅｅｔｓ　ｔｈｅ　ｒｅｑｕｉｒｅｍｅｎｔ　ｏｆ　ｏｐｅｒａｔｉｏｎ　ｅｆｉｃｉｅｎｃｙ．ｆ　Ｋｅｙ　ｗｏｒｄｓ：ｐｏｗｅｒ　ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ；ｔＷＯ—ｓｔａｇｅ　ｍａｔｒｉｘ　ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ；ｆｅｅｄｆｏｒｗａｒｄ　ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ；ｍｅｄｉｕｍ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ；　ｐｈａｓｅ　ｄｅｌａｙ　０　引　言　双级矩阵变换器（ｔｗｏ—ｓｔａｇｅ　ｍａｔｒｉｘ　ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ．　收稿日期：２０１０—０７—２６　ＴＳＭＣ）体积紧凑、输入谐波小、功率因数可控、能量　可双向流动　＿９　３Ｊ，与单级矩阵变换器相比，整流级的　双向开关无需多步换流，功率器件的个数在特定工　基金项目：国家自然科学基金（５０８０７００２）；航空科学基金（２ｏｏ８ｚｃ５１０４５）；北京市科技新星计划（２００８Ｂ１３）　作者简介：肖鲲（１９８３一），男，博士研究生，研究方向为电力电子与电力传动、风电数据采集与监控：　王莉娜（】９７７），女，副教授，博士，研究方向为电力电子与电机控制、电能质量控制：　裴晓宇（１９８５一一），女，硕士研究生，研究方向为电力电子与电力传动　第２期　肖　鲲等：中频下双级矩阵变换器整流级相位前馈校正算法　２７　作条件下可减少　。目前，ＴＳＭＣ的研究多针对地　面５０Ｈｚ电网下的调制策略和相关问题，并取得了　部分成果　。在航空领域中如采用矩阵变换器，　将发挥其体积紧凑的优势，减小电力变换器的体积，　随着研究的不断深入，ＴＳＭＣ在航空中频电源体制　下的应用逐渐地得到关注。　２００３年，诺丁汉大学的Ｐ．Ｗｈｅｅｌｅｒ课题组与史　密斯航空公司合作，开始了单级矩阵变换器在机载　作动器的研究　，开发了一套Ａ３２０副翼矩阵变换　器作动样机。２００８年，该课题组又研究了双级矩阵　变换器在机电作动器上的性能¨。　，提出了ＴＳＭＣ　整流级相位校正的必要性，但未给出明确的数量分　析。在中频下，ＴＳＭＣ整流级相位如果不经校正，直　接采用传统调制策略进行整流级控制，脉宽调制周　期内的相位跨越将产生相位延迟，影响输入功率角　和电压传输比。在未来多电、全电飞机的变频电源　３６０～８００Ｈｚ体制下，出现功率角和输出电压幅值随　输入频率的波动，极大的影响ＴＳＭＣ的输入输出波　形质量。　本文对ＴＳＭＣ的整流级调制算法进行改进，分　析了整流级产生相位滞后的原因，根据梯形面积原　理推导滞后相位大小，并分别得到其与滞后的功率　角和电压传输比的数量关系。提出了中频下ＴＳＭＣ　整流级的相位前馈校正算法，并基于查表法实现该　算法。　１　ＴＳＭＣ整流级的调制策略　ＴＳＭＣ由ｌ８个功率开关组成，如图ｌ所示。整流　级的６个双向功率开关一般采用共射极的ＩＧＢＴ串联　构成，ＴＳＭＣ的双向开关换流在零电流下完成，因此　无需单级矩阵变换器的多步换流。逆变级的６个单　向功率开关与传统的三相逆变桥拓扑结构完全相同，　采用成熟的空间矢量调制（ＳＶＰＷＭ）算法控制。　ｌ　栏流级　Ｉ　ｌ　逆变级　Ｉ　图１　双级矩阵变换器拓扑结构　Ｆｉｇ．１　Ｔｏｐｏｌｏｇｙ　ｏｆ　ＴＳＭＣ　假设ＴＳＭＣ的三相输入电压为理想值，即　ＶＡ＝ＶｍＣＯＳ　０Ａ＝Ｖ　ＣＯＳ（　。ｔ），　、　＝　ｃ０ｓ　０Ｂ：ＶｍＣＯＳ（　。ｔ一１２０），｝　（１）　Ｖｃ＝ＶｍＣＯＳ　０ｃ＝　ＣＯＳ（　ｔ＋１２０）。Ｊ　式中：　（　＝Ａ，Ｂ，Ｃ）为Ａ、Ｂ、Ｃ三相输入相电压；　０　（　＝Ａ，Ｂ，Ｃ）为Ａ、Ｂ、Ｃ三相输入电压相位；ｖ为　输入电压幅值；ｔＯ；为输入电压频率。　引入整流级参考电压以控制输入电流矢量，设　三相参考电压为　：　ＣＯＳ（０Ａ＋△　），、　＝　ｃｏｓ（０　＋△　），；　（２）　：ＶｍＣＯＳ（０ｃ＋△　）。Ｊ　式中：△　为参考电压与输入电压的相位差，正为超　前，负为滞后。　ＴＳＭＣ的整流级把输入电压分为６个区问，每　个区间为６０。，如图２所示。每个区间的整流级调　制算法原理相同，仅以讨论第１区间的调制算法为　例说明。第１区间中Ａ相电压为正，绝对值最大，Ｂ　相和Ｃ相电压为负。因此，在整个１区间内，保持Ａ　桥臂上管导通，下管截止；保持Ｂ和Ｃ桥臂上管截　止，下管交替导通，占空比为　ｚ　＝一　一　ｃｏｓ（Ａ＋△　）０　　一　＝一　＝ｄ　一　”　，　一＝　ｃ一：　００ｓ（Ａ　＋△　）　一＝一　Ａ　＝，　一ｄ“　”　：　，　（３）　ｔＢ＋ｔｃ＝　。　式中：　和ｔ　分别为Ｂ、Ｃ相在整流级脉宽调制周期　内的导通时间；ｄ　和ｄ　为对应的占空比；　为整流　级脉宽调制周期，是调制频率的倒数。　１‘２’３　Ｉ　４‘５‘６　图２输入电压分区　ｐ　２　Ｑｕａｄｒａｎｔｓ　ｏｆ　ｉｎｐｕｔ　ｖｏｌｔａｇｅ　按上述调制方法控制ＴＳＭＣ的整流级，设直流　侧电流平均值在调制周期内恒定，三相输入电流为　：（ｒｚ　＋ｄ　）　＝ｖＡ　・一ｉｄ＝ｋＶ＾，，　Ｖ　Ｂｔ＝一ｄ　ｉｄ　・　，Ｉ＝ｋＶｉ　（４）　。　２８　电机与控制学报　第ｌ５卷　式中：ｉｄ为直流侧电流平均值；后＝ｉｄ／　，为恒定值。　由式（４）可见，ＴＳＭＣ三相输入电流是与三相参　考电压相位相同、幅值成比例的正弦波。当△　＝０　时，三相输人电流与三相输入电压同相，功率因数为　１，当△　为正值或负值时，无功功率角相应地为超　前或滞后，功率因数为ＣＯＳ△　。　源相位变化约为１．８。，上述假设近似成立。而在中　频电网下，输入频率为４００Ｈｚ，同样的调制频率对应　的ＰＷＭ周期内电源相位变化为１４．４。，如仍认为周　期内电压值不变将带来较大误差。　由式（３）可知，整流级占空比计算由参考电压　的相位得到。当功率因数为１时，三相参考电压与　输人电压同相位。在传统调制策略中，用调制周期　开始时刻三相电压采样值作为三相参考电压值。从　由式（１）～式（３）可得直流侧电压平均值　Ｖ　Ｕｄ　亏　∞ｓ△　。（５）　而计算参考电压相位。然而在中频下，该方法将出　当输入功率因数为１，即△　＝０时，直流侧电压　ｎ　和平均值　的波形如图３所示。可见，ＴＳＭＣ的　直流侧电压在第１区间，是由线电压　和　通过　脉宽调制组合而成。根据式（５）可知，直流侧电压　平均值　为波动的曲线。为使输入电压幅值不变，　ＴＳＭＣ逆变级的控制需乘以修正系数ｍ＝ＣＯＳ（０　＋　△　），得等效直流侧电压幅值　“ｄ　＝ｍ／２ｄ＝÷　ｅ０ｓ△　。　（６）　即可认为，逆变级的空间矢量调制实质上是对恒定　值＿Ｉ】　进行逆变。由式（６）可知，＿ｄ　是△　的函数，　。　与ＣＯＳ△　成正比。当△　＝０时，即参考电压为　输入电压时，啊ｄ　可取最大值１．５Ｖｍ，此时ＴＳＭＣ的电　压传输比为０．８６６。　当输入功率因数不为１时，假设为滞后的功率　角，即△　＜０时，直流侧电压则会出现如图３虚线　所示的滞后波形，此时直流侧电压波形不再对称，存　在与功率角大小相同的相位延迟。　Ｕｄ　，一Ｖａ（：Ｖｓ（：ｕａ一　图３直流侧电压波形　Ｆｉｇ．３　Ｗａｖｅｆｏｒｍ　ｏｆ　ＤＣ　ｌｉｎｋ　ｖｏｌｔａｇｅｓ　２　中频下相位滞后原因及后果　２．１相位滞后分析　ＴＳＭＣ的调制策略是通过脉宽调制（ＰＷＭ）实　现的。ＰＷＭ假设在开关频率远远大于输入电压频　率前提下，周期内各相电压为采样值不变。在地面　电网５０Ｈｚ的输入频率下，１０ｋ调制频率即可在一个　电源周波内有约２００个ＰＷＭ周期，每ＰＷＭ周期电　现误差。　如图４所示，用调制周期开始时刻Ａ、Ｂ、Ｃ点的　采样值作为　内电压值，表现为　内Ａ相、Ｃ相电　压幅值偏小，Ｂ相电压幅值偏大，最差情况为过零点　处，电压幅值偏差可达ｓｉｎ　１４．４。＝０．２４２，为电压幅　值的２４．２％。文中分析过程用分段直线近似表示　内的正弦函数弧线，忽略分段直线近似值误差。　如图４中，采用直线　代替弧线　。图４中为第　１区间某个　内的波形分析。在第１区间内，直流　侧电压为输人线电压　和　的ＰＷＭ组合，电压　平均值与围成的等效面积成正比。　和　等效面　积的正确值应分别为梯形ＡＢＢ　Ａ：和梯形ＡＣＣ　Ａ　的面积。如用周期开始时刻采样值计算，认为周期　内的电压值不变，　和　肫的等效面积误认为是矩　形ＡＢＢ，Ａ。和矩形ＡＣＣ　Ａ　的面积，显然与正确值的　梯形面积不同。根据梯形面积原理，梯形ＡＢＢ，Ａ，　面积可用　和ＢＢ　中点连线长度乘以　求得，该中　点连线长度即为中点相位的线电压，即正确的相位　应为周期中点三相电压相位。因此，正确的相位与　传统调制策略下的计算相位有半个调制周期的相位　误差，即　△＝０．５×３６ｏｆ　，　（７）　式中，．厂为三相输人电压频率。　Ａ　：　／　／一、　一Ａ　，　，　—　一　．　＋殳　－‘　１　‘ｒ　ｉ　Ｍｈ　曰’　Ｂ　‘・　｜　、、　＇　＇１　、　Ｉ　，，　．　，ｃ　图４调制波形分析　Ｆｉｇ．４　Ａｎｙｌｉｓｉｓ　ｏｆ　ｍｏｄ￣ａｆｉｏｎ　ｗａｖｅｆｏｒｍｓ　２．２输入功率角滞后及电压传输比降低　如不对传统调制策略相位进行校正，由式（７），　第２期　肖　鲲等：中频下双级矩阵变换器整流级相位前馈校正算法　式中，０　为０　前馈校正后的相位。　２９　将产生△　＝一０．５×３６ｏｆ　的相位滞后。由式（４）　可知，输入电流相位对三相参考电压进行跟踪，相应　产生△　的功率角滞后。当输入频率为中频４０Ｏ　Ｈｚ、　调制频率为１０　ｋＨｚ时，功率角将滞后７．２。；如输入　频率为３６０～８００　Ｈｚ时，功率角在最差情况下可滞　后１４．４。，且为随输入频率的变化而变化。ＴＳＭＣ的　无功功率控制性能将受到影响，无法完成单位功率　因数控制。　根据校正后的相位，得到校正后的整流级开关　导通时间为　ｆ　，：一！　旦　Ｂ—　ｃｏｓ　＾　：ｄ　，　一ｕＢ　，　’　ｃ　—　：一　ＣＯｓ　＾０　　：　，　一¨ｃ　。。　另外一方面，相位滞后将带来电压传输比降低。　式中：ｔ　和ｔ　分别为校正后Ｂ相和Ｃ相在整流级　由式（６）可知，直流侧等效电压平均值将随△　绝对　值的增大而减小，减小倍数为ＣＯＳ△ｐ。当输入频率　为３６０～８００　Ｈｚ、调制频率为１０　ｋＨｚ时，电压传输比　的减小值在０～３．１％间波动，将使ＴＳＭＣ输出电压　幅值产生波动，增大输出谐波。　综上，滞后的相位与输人频率和调制频率（调　制周期倒数）有关，当输入频率较低、调制频率较高　（调制频率较短）时，滞后相位可以忽略；反之，滞后　的相位不能忽略，应由式（７）计算。滞后的相位造　成功率角滞后’△　，造成电压传输比减少１一ＣＯＳ△　。　３相位前馈校正　３．１相位前馈校正算法　对三相输入电压的相位进行前馈校正，不仅可　补偿输人相位误差带来的滞后功率角，补偿直流侧　电压平均值的减小，而且消除了变频输入下的功率　因数波动和输出电压幅值波动，从而提高ＴＳＭＣ的　输入输出波形质量。　相位前馈校正算法的思路为：１）由输入电压的　采样值计算出校正前整流级占空比；２）为避免反三　角运算，查表得到校正前相位大小；３）由式（７）计算　出滞后相位大小，进行补偿；４）由补偿后的相位查　表得到整流级占空比。　以输入电压采样值　和　作为参考电压　和　，由式（３）得校正前整流级占空比　ｄ　＝一　。　（８）　ｙ　Ａ　由式（３）可以推出　１—２ｄ　０Ａ＝ａｒｃｔａｎ—　。　（９）　√３　由式（７）对输入电压相位进行前馈校正，认为　脉宽调制周期中点相位为该周期的等效相位，在输　入电压采样时刻的相位基础上，补偿滞后相位大小，　即校正后相位为　０Ａ　：０Ａ＋０．５×３６ｏｆ　。　（１０）　ＰＷＭ周期内的导通时间；ｄ　和ｄ　为对应的占　空比。　式（８）～式（１１），即为ＴＳＭＣ整流级前馈校正　算法计算过程。　３．２查表法实现　前馈校正算法涉及到三角函数运算，其包括　式（９）中的函数０　＝　ｄ　）、式（１　１）中的ｔ　＝　０　）　和ｔ　．厂（０　）。如在控制器中实时计算，将占用大　量的资源，实时性不能保证。采用查表法，离线建立　算法所需的表格，在实时控制时直接读取表格中的　结果，可大大加快控制器的运算速度。　ＴＳＭＣ整流级６个区间计算过程相同，每个区　间是对称的，即由ｄ　＋ｄ　＝１可知计算出其中一个　占空比即可得到另外一个。因此，可把３６０。的圆周　分为１２个对称的区间，只需要计算０～３０。的函数　表格即可。在０—３０。的角度范围内取５００个数据　点，即可达到约０．０６。的精确度，完全满足控制的精　确度要求。离线计算的占空比与校正前相位、校正　后相位与占空比２个表格如表１所示。每个表格分　别需５００个双字空间，共需约１ｋ双字空间，通用的　控制器内存即可满足空间要求。　表１　改进调制策略查表法表格　Ｔａｂｌｅ　１　Ｌｏｏｋ－ｕｐ　ｔａｂｌｅ　ｏｆ　ｍｏｄｉｆｉｅｄ　ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ　ｓｔｒａｔｅｇｙ　综上所述，基于查表法的ＴＳＭＣ改进调制策略　３Ｏ　电机与控制学报　第１５卷　步骤（第１区间，其他区间同理）为：　１）由式（３）计算整流级导通占空比ｄ　；　２）如果步骤１）结果小于０．５００，计算１一ｔ　，否　则转步骤３）；　正确有效。　１００　５０　０　５０　　ｌ－３）由步骤１）或步骤２）的结果查表１得到０　；　４）由式（１０）进行相位前馈校正，得到０　；　５）由式（１１）查表１得到校正后的整流级开关　—１　１００　５０　嗍　１　Ｏ　占空比ｄ　和ｄ　，按照表１执行整流级开关动作；　６）下一个整流级ＰＷＭ周期计算转步骤１）。　４仿真与实验研究　在搭建的ＳＩＭＵＬＩＮＫ仿真模型和实验样机上对　ＴＳＭＣ的整流级前馈校正算法进行验证。实验样机　的整流级双向开关采用ＩＫＷ５ＯＮ６０Ｔ．ＩＧＢＴ反向共射　极串联构成，逆变级采用ＰＭ５０ＣＬＡ０６０　ＩＰＭ，输入滤　波器电容为３０　Ｆ，电感为３００　ＩｘＨ，负载电阻为　１０　ｎ，负载电感为２　ｍＨ。仿真模型的整流级采用理　想开关模块，逆变级采用ＩＧＢＴ／￣极管模块，其余参　数与实验样机相同。实验样机控制器采用ＤＳＰ和　ＦＰＧＡ，由ＤＳＰ完成前馈校正算法的数据计算，由　ＦＰＧＡ完成开关矢量的逻辑运算；ＳＩＭＵＬＩＮＫ中的前　馈校正算法采用ｓ函数编写。仿真和实验中调制频　率为１０　ｋＨｚ，即脉宽调制周期Ｔｓ＝０．１　ｍｓ，三相输入　电压为６０　Ｖ。　图５（ａ）所示为ｊ相输入电压频率为５０Ｈｚ时的　＼鼎　一～■…　　直流侧电压波形，图５（ｂ）为图５（ａ）的局部波形。＼　．　　可见，由于输入频率远远小于调制频率，△‘　一／铲　＼黟　Ｄ＝一０．５×　一　３６Ｑ厂’Ｔｓ＝一０．９。，相位滞后的影响很小，直流侧电压　／謦　一　的波形对称，此时带来的输入功率角滞后和电压传　厂　铲　输比降低可以忽略。　图５（ｃ）所示为三相输入电压频率为４００Ｈｚ时　的直流侧电压波形。可见，由于输入频率的大幅度　提高，△　＝一０．５×３６ｏｆ　＝一７．２。，相位滞后的影　响已不能忽略，直流侧出现了波形的严重不对称。　与图５（ａ）相比，图５（ｃ）中相位滞后表现为由线电　压围成的扇形区域发生偏移。输入功率角将随相位　滞后附加滞后的功率角△　＝一７．２。，输出电压的幅　值将减小１一ＣＯＳ　７．２。。　采用所提前馈校正算法对滞后的相位进行校　正，校正后的仿真和实验波形如网５（ｄ）所示。与图　５（ｃ）相比，图５（ｄ）中校正后直流侧电压波形对称　性良好，围成的扇形区域与图５（ａ）中的相同，相位　滞后得到补偿。基于查表法的实验波形与仿真波形　吻合良好，证明在ＤＳＰ中查表法满足实时控制的要　求，提Ｈ｛的中频下ＴＳＭＣ整流级相位前馈校正算法　０　４　８　ｌ２　１６　２Ｏ　２４　２．５　ｍ　ｉｖ　ｔ／ｍｓ　（ａ）５０Ｈｚ下相位未校正波形　１　乏　一］　１　Ｏ　Ｏ．４　０．８　１．２　１．６　２．０　２．４　ｔ／ｍｓ　（ｂ）图（ａ）局部放大波形　＿　Ｏ　０・４　Ｏ・８　ｌ＿２　１＿６　２・０　２　。　２５０　ＬＬｓ／ｄｉｖ　ｔ／ｍｓ　（ｃ）４００Ｈｚ下相位未校正波形　ｒ　：、　　ｌ｛∥　、、　Ｏ　０・４　Ｏ　１・２　１－　－２．０　２．４　２５０ｕｓ／ｄｉｖ　ｔ／ｍｓ　（ｄ）４００Ｈｚ下相位未校正后波形　图５直流侧电压仿真（左）和实验（右）波形　Ｆｉｇ．５　Ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ（１ｅｆｔ）ａｎｄ　ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔ（ｒｉｇｈｔ）　ｗａｖｅｆｏｒｍｓ　ｏｆ　ＤＣ　ｓｉｄｅ　ｖｏｌｔａｇｅ　５　结　论　本文分析了中频下ＴＳＭＣ整流级相位滞后的原　因，提出了相位的前馈校正算法，仿真和实验结果　表明：　１）中频下ＴＳＭＣ的整流级调制算法如不进行　改进，将产生相位滞后，使输入侧功率角滞后，输出　电压传输比降低，且随输人频率变化波动。　２）提出的前馈校正算法可补偿相位滞后，校正　后，直流侧电压波形得到明显改善，输入功率因数为　１，电压传输比不再减小。　第２期　肖　鲲等：中频下双级矩阵变换器整流级相位前馈校正算法　３ｌ　３）基于查表法的前馈校正算法占用内存空问　小，执行效率高，满足控制器实时性要求。　参考文献：　［１］ＷＨＥＥＬＥＲ　Ｐ　Ｗ，ＲＯＤＲＩＧＵＥＺ　Ｊ，ＣＬＡＲＥ　Ｊ　Ｃ，ｅｔ　ａ１．Ｍａｔｉｒｘ　ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ：ａ　ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ　ｒｅｖｉｅｗ［Ｊ］．ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ　ｏｎ　Ｉｎｄｕｓ．　ｔｉｒａｌ　Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，２００２，４９（２）：２７６—２８８．　［２］　ＷＥＩ　Ｌ　Ｘ，ＬＩＰＯ　Ｔ　Ａ．Ａ　ｎｏｖｅｌ　ｍａｔｉｒｘ　ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ　ｔｏｐｏｌｏｇｙ　ｗｉｔｈ　ｓｉｒｅ－　ｐｉｅ　ｃｏｍｍｕｔａｔｉｏｎ［Ｃ］／／Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ　ｏｆ　ｔｈｅ　３６ｔｈ　ＩＥＥＥ　Ａｎｎｕａｌ　Ｍｅｅｔｉｎｇ　ｏｎ　Ｉｎｄｕｓｔｒｙ　Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ，Ｓｅｐ　３０一Ｏｃｔ　４，２００１，Ｃｈｉｃａｇｏ，　ＵＳＡ．２００１，３：１７４９—１７５４．　［３］ＷＥＩ　Ｌ　Ｘ，ＬＩＰＯ　Ｔ　Ａ，ＣＨＡＮ　Ｈ．Ｍａｔｒｉｘ　ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ　ｔｏｐｏｌｏｇｉｅｓ　ｗｉｔｈ　ｒｅｄｕｃｅｄ　ｎｕｍｂｅｒ　ｏｆ　ｓｗｉｔｃｈｅｓ［Ｃ】／／Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ　ｏｆ　ｔｈｅ　３３ｒｄ　ＩＥＥＥ　Ｓｐｅｃｉａｌｉｓｔｓ　Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ　ｏｎ　Ｐｏｗｅｒ　Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，Ｊｕｎｅ　２３—２７，２００２，　Ｃａｉｒｎｓ，Ａｕｓｔｒａｌｉａ．２００２，１：５７—６３．　［４］　李刚，孙凯，黄立培．电压瞬时跌落时双级矩阵变换器的控制　策略［Ｊ］．电机与控制学报，２００９，１３（１）：１—５．　ＬＩ　Ｇａｎｇ，ＳＵＮ　Ｋａｉ，ＨＵＡＮＧ　Ｌｉｐｅｉ．Ｃｏｎｔｒｏｌ　ｓｔｒａｔｅｇｙ　ｏｆ　ｔｗｏ—ｓｔａｇｅ　ｍａｔｉｒｘ　ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ　ｕｎｄｅｒ　ｉｎｐｕｔ　ｖｏｌｔａｇｅｓ　ｓａｇ［Ｊ］．Ｅｌｅｃｔｒｉｃ　Ｍａｃｈｉｎｅｓ　ａｎｄ　Ｃｏｎｔｒｏｌ，２００９，１３（１）：１—５．　［５］ＳＵＮ　Ｋ，ＺＨＯＵ　Ｄ　Ｎ，ＨＵＡＮＧ　Ｌ　Ｐ，ｅｔ　ａ１．Ａ　ｎｏｖｅｌ　ｃｏｍｍｕｔａｔｉｏｎ　ｍｅｔｈｏｄ　ｏｆ　ｍａｔｉｒｘ　ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ　ｆｅｄ　ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ　ｍｏｔｏｒ　ｄｒｉｖｅ　ｕｓｉｎｇ　ＲＢ—ＩＧ－　ＢＴ［Ｊ］．ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ　Ｏｆｆ　Ｉｎｄｕｓｔｒｙ　Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ，２００７，４３　（３）：７７７—７８６．　『６］　ＫＯＬＡＲ　Ｊ　Ｗ，ＳＣＨＡＦＭＥＩＳＴＥＲ　Ｆ，ＲＯＵＮＤ　Ｓ　Ｄ，ｅｔ　ａ１．Ｎｏｖｅｌ　ｔｈｒｅｅ—ｐｈａｓｅ　ＡＣ－ＡＣ　ｓｐａｒｓｅ　ｍａｔｒｉｘ　ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ［Ｊ］．ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓａｃ—　ｔｉｏｎｓ　ｏｎ　Ｐｏｗｅｒ　Ｅｌｅｃｔｏｒｎｉｃｓ，２００７，２２（５）：１６４９—１６６１．　［７］　梅杨，孙凯，黄立培．矩阵式变换器的空间矢量脉宽调制优　化方法［Ｊ］．电机与控制学报，２００９，１３（１１）：８８６—８９０．　ＭＥＩ　Ｙａｎｇ，ＳＵＮ　Ｋａｉ，ＨＵＡＮＧ　Ｌｉｐｅｉ．Ｏｐｔｉｍｉｚａｔｉｏｎ　ｍｅｔｈｏｄ　ｆｏｒ　ｓｐａｃｅ　ｖｅｃｔｏｒ　ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ　ｏｆ　ｍａｔｉｒｘ　ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ［Ｊ］，Ｅｌｅｃｔｉｒｃ　Ｍａｃｈｉｎｅｓ　ａｎｄ　Ｃｏｎｔｒｏｌ，２００９，１３（１１）：８８６—８９０．　［８］　ＷＵＥＫＯＯＮ　Ｔ，ＫＬＵＭＰＮＥＲ　Ｃ，ＺＡＮＣＨＥＴＴＡ　Ｐ，ｅｔ　ａ１．１ｍｐｌｅ－　ｍｅｎｔａｔｉｏｎ　ｏｆ　ａ　ｈｙｂｒｉｄ　ＡＣ・ＡＣ　ｄｉｒｅｃｔ　ｐｏｗｅｒ　ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ　ｗｉｔｈ　ｕｎｉｔｙ　ｖｏｌｔａｇｅ　ｔｒａｎｓｆｅｒ［Ｊ］．ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ　ｏｎ　Ｐｏｗｅｒ　Ｅｌｅｃｔｏｒｎｉｃｓ，　２００８，２３（４）：１９１８—１９２６．　［９］　ＷＨＥＥＬＥＲ　Ｐ，ＣＬＡＲＥ　Ｊ，ＥＭＰＲＩＮＧＨＡＭ　Ｌ，ｅｔ　ａ１．Ａ　ｍａｔｉｒｘ　ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ　ｂａｓｅｄ　ｐｅｒｍａｎｅｎｔ　ｍａｇｎｅｔ　ｍｏｔｏｒ　ｄｒｉｖｅ　ｆｏｒ　ａｎ　ａｉｒｃｒａｆｔ　ａｃｔｕ—　ａｔｉｏｎ　ｓｙｓｔｅｍ［Ｃ］／／Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ　ｏｆ　ｔｈｅ　ＩＥＥＥ　Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ　Ｅｌｅｃｔｉｒｃ　Ｍａｃｈｉｎｅｓ　ａｎｄ　Ｄｒｉｖｅｓ　Ｃｏｎｆｅｒｅｎｅｅ，Ｊｕｎｅ　１—４，２００３，Ｍａｄｉｓｏｎ，　ＵＳＡ．２００３：１２９５—１３００．　［１０］ＴＲＥＮＴＩＮ　Ａ，ＺＡＮＣＨＥＴＹＡ　Ｐ，ＷＨＥＥＬＥＲ　Ｐ，ｅｔ　ａ１．Ｐｅｒｆｏｒｍ－　ａｎｃｅ　ａｓｓｅｓｓｍｅｎｔ　ｏｆ　ｍａｔｉｒｘ　ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ　ａｎｄ　ｔｗｏ　Ｓｔａｇｅ　Ｍａｔｉｒｘ　ｃｏｎｖｅｒｔ—　ｅｒ　ｏｆｒ　ＥＭＡ　ｉｎ　ａｉｒｃｒａｆｔ　ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ［Ｃ］／／Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ　ｏｆ　ｔｈｅ　３９ｔｈ　ＩＥＥＥ　Ａｎｎｕａｌ　Ｐｏｗｅｒ　Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ　Ｓｐｅｃｉａｌｉｓｔｓ　Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ，Ｊｕｎｅ　１５　—１９，２００８．Ｒｈｏｄｅｓ，Ｇｒｅｅｃｅ．２００８：２６９２—２６９７．　［１　１］ＴＲＥＮＴＩＮ　Ａ，ＺＡＮＣＨＥＴＹＡ　Ｐ，ＷＨＥＥＬＥＲ　Ｐ，ｅｔ　ａ１．Ｐｅｒｆｏｒｍ－　ａｎｃｅ　ｅｖａｌｕａｔｉｏｎ　ｏｆ　ｔｗｏ　ｓｔａｇｅ　ｍａｔｉｒｘ　ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ　ｆｏｒ　ＥＭＡ　ｉｎ　ａｉｍｒｆａｔ　ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ［Ｃ］／／Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ　ｏｆ　ｔｈｅ　ＩＥＥＥ　Ｅｎｅｒｇｙ　Ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ　Ｃｏｎｇｒｅｓｓ　ａｎｄ　Ｅｘｐｏｓｉｔｉｏｎ，Ｓｅｐ　２０—２４，２００９，Ｓａｎ　Ｊｏｓｅ，ＵＳＡ．　２００９：１１９９—１２０４．　（编辑：于智龙）