电源管理Power Management“I”型三电平逆变器开关管不均压研究Research on the unequal voltage of the “I” type three level inverter switcher王博 郝湘路西安铁路职业技术学院（陕西 西安 710014）摘要：为解决“I”型三电平逆变拓扑中内、外开关管的不均压问题，在逆变拓扑开关管的控制方式及硬件电路上提出了优化的方案。开关管发波控制中，在原有的时序控制中加入开机和关机的时序逻辑，开机时保证内管先于外管开通，关机时保证外管先于内管关断，避免内、外管承受电压不一致的情况。在硬件电路中，对内管增加阻容网络，消除了内、外管同时关断时由于其寄生参数不一致而导致的内、外管承受电压不一致的现象。实验结果表明，该方法可以彻底解决“I”型三电平拓扑中内、外管承受电压不一致的问题。关键词：“I”型三电平；绝缘栅双极型晶体管（IGBT）；内、外管；不均压DOI: 10.3969/j.issn.1005-5517.2016.6.018王博（1983-），男，硕士，助教，研究方向：逆变技术和电源变换技术。引言随着光伏逆变器、UPS、变频器等行业的发展，新颖的逆变器拓扑结构的应用越来越广泛。具有高效率、高频率、低谐波及输出滤波器小等特点的三电平逆变拓扑，在逆变功率变换中扮演着举足轻重的角色。在常用的三电平拓扑结构中，“T”型和“I”型的应用较为流行。有关文献研究结果表明，开关频率在16kHz以上时，“I”型逆变拓扑开关管损耗与“T”型相比较小，有明显的优势。近年来，随着逆变器功率密度的不断提高，受效率、谐波、体积及成本等因素影响，“I”型越来越凸显其优势。而“I”型三电平逆变拓扑在工程应用中，由于其结构形式为开关管的串联，开关管的静态和动态均压问题是“I”型拓扑的设计图1 “I”型三电平拓扑结构图2 “I”型三电平开关管工作逻辑图3 内、外管不均压分析95972ELECTRONIC ENGINEERING & PRODUCT WORLD 2016.7Copyright©博看网 www.bookan.com.cn. All Rights Reserved.责任编辑：王金旺滤波器滤波处理后变为工频的电压波形。为了将桥臂中点三种脉动的交流电平变为规则的正弦波，三电平拓扑中开关管的发波需要进行严密的逻辑控制。一般地，在逆变器输出的正半周内，Q1高频开关动作，其占空比呈正弦包络，Q2为工频变化的开图4 电感电流流出桥臂中点时刻关机图5 电感电流流入桥臂中点时刻关机关管，在正半周处于常通的状态。同时，在输出正半周内，Q3的开关动作逻辑与Q1呈互补状态，Q4呈关断状态。而在输出负半周，四个开关管的工作状态与正半周对调，即Q4呈高频开关动作，占空比呈正弦包络，Q3负半周中常通，Q2与Q4逻辑互补，Q1呈关断状态。详细逻辑关系如图2所示。“I”型三电平开关图6 优化开、关机的控制图7 改进的“I”型三电平电路拓扑管动作控制逻辑按照图2工作时，在正半周内，关键，串联的开关管不均压会直接导致过压损坏，直接影响系统的可靠性。本文针对“I”型三电平的逆变器，从开关管的控制方式及硬件电路上做了优化。保证开机时，内管先于外管开通，关机时，内管后于外管关断，解决了内、外管承受电压不一致的问题。Q1、Q2导通时，Q3、Q4关断，二者串联承受双边母线电压；在负半周内，Q3、Q4导通时，Q1、Q2关断，二者串联承受双边母线电压。每个开关管及钳位二极管关断时承受的反向电压最大为半边母线电压。2 内、外开关管均压设计2.1 “I”型三电平内、外管不均压分析“I”型三电平在一般应用时，四个开关管及两个二极管均选用耐压规格相同的器件。比如典型的380VAC/400VAC(线电压)电网，直流侧母线电压为400V左右，开关管及二极管一般选择600V耐压。1 “I”型三电平拓扑及工作特点“I”型三电平拓扑如图1所示，直流侧经过直流电容接入，在“I”型的桥臂中点处连接交流输出的低通滤波器，滤波器形式可为LC或LCL。在开关管交替开通、关断时，桥臂中点电压有三种变化形式：+BUS、N及-BUS，这三种电平经过低通www.eepw.com.cn 2016.76073Copyright©博看网 www.bookan.com.cn. All Rights Reserved.P电源管理Power Management图8 “I”型三电平Q1电压波形 图9 “I”型三电平Q2电压波形“I”型三电平拓扑开关管不均压主要表现在同侧的内、外管上，一般均出现在逆变器开机与关机时刻。不均压根本原因是由内、外开关管的寄生参数差异而造成的，由于开关管的生产线工艺差异、批次差异等，均会造成内外管的输出电容Coss不同[2-3]。一般地，开关管在关断后所承受的电压主要取决于集电极与发射极(IGBT)或漏极与源极(MOSFET)的输出结电容Coss。结电容越大，在分压时分到的电压越小，结电容越小，分到的电压越大[6-12]。以关机时刻为例，如图3所示，四个开关管同时关断，逆变器滤波电感续流，半边IGBT的反并联二极管导通将“I”型三电平桥臂中点(即交流输出点)拉至正母线或负母线，致使另外半边的内、外开关管串联承受双边母线电压。在这种内、外开关管串联承受双边母线电压的时刻，由于开关管输出电容Coss的差异，使得内、外管不均压。如果开关管的结电容参数相差较大的话，会直接导致内管关断电压过高而发生雪崩击穿，损坏开关管。以下从电感电流的两个流向来分析，即流出桥臂中点和流入桥臂中点。(1)电感电流流出桥臂中点如图3中(a)所示，当由于逆变器过流、过压等情况出现，需要关机时，逆变器滤波电感的电流在一定时间内需要续流，电流流向保持前一正常工作时刻的流向不变，即从桥臂中点流出，其续流路径详细情况见图4所示[10]。逆变器滤波电感需要续流，将D3、D4自然打开。因此，桥臂中点电压与直流侧的-BUS基本一致(仅相差两个串联二极管的通态压降)[14]。而在关机时，Q1、Q2关断，其关断状态是通过Q1、Q2开关管的两个输出电容Coss分担双边母线电压来进行。在此，如果Q1、Q2的输出电容的寄生参数由于工艺、批次等原因不一致时，其关断的时间将会有差异。假如Q1的Coss较Q2小，即会造成Q1先关断，Q2后关断，而在这种情况下，D5会导通，将Q1、Q2的中点电压钳位在正负母线电压的中点，即零电压。对于后关断的Q2来说不会承受双边母线电压，比较安全。但如果Q1的Coss较Q2大，情况就不容乐观。将会造成Q1后关断，Q2先关断，而在这种情况下，D5承受的电压为负，无法将Q1、Q2的中点电压钳位在正负母线电压的中点零电压，此刻会导致Q1、Q2电压不均，极限情况下，先关断的Q2会承受双边母线电压，发生过压雪崩击穿，损坏Q2，进而将逆变器损毁。(2)电感电流流入桥臂中点如图3中(b)所示，当由于逆变器过流、过压等情况出现，需要关机时，逆变器滤波电感的电流在一定时间内需要续流，电流流向保持前一正常工作时刻的流向不变，即电流流入桥臂中点[11]，其续流路径详细情况见图5所示。逆变器滤波电感需要续流，将D1、D2自然打开，因此，桥臂中点电压与直流侧的+BUS基本一致(仅相差两个串联二极管的通态压降)。而在关机时，Q3、Q4关断，其关断状态是通过Q3、Q4开关管的两个输出电容Coss分担双边母线电压来进行[13,15]。在此，如果Q1、Q2的输出电容的寄生参数由于工艺、批次等原因不一致时，其关断的时间将会有差异。假如Q4的Coss较Q3小，即会造成Q4先关断，Q3后关断，而在这种情况下，D6会导通将Q3、Q4的中点电压钳位在正负母线电压的中点，对于后关断的Q3来说不会承受双边母线电压，比较安全。如果Q4的Coss较Q3大，将会造成Q4后关断，Q3先关断，而在这种情况下，D6承受的电压为负，无法将Q3、Q4的中点电压钳位在正负母线电压的中点零电压，此刻会导致Q3、Q4电压不均，极限情况下，先关断的Q3会承受双边96174ELECTRONIC ENGINEERING & PRODUCT WORLD 2016.7Copyright©博看网 www.bookan.com.cn. All Rights Reserved.责任编辑：王金旺母线电压，发生过压雪崩击穿，损坏Q3，进而将逆变器损毁。者可以理解为加以阻尼来防止该并联电容与电路中寄生电感振荡[8]。 2.2 优化控制方式为了避免由于开关管自身的寄生参数差异而造成内、外管在关机时的关断速度不一致，进而损坏内管，在“I”型三电平四个开关管的逻辑控制上加入一些保护的措施，可对开关管进行有效的保护[1]。常规的开关动作时序如图2所示，在此基础上加入开机、关机时刻的保护逻辑，旨在开机时刻保证内管先于外管开通，关机时刻保证内管后于内管关断，防止内、外管承受电压不均。加入的特殊控制逻辑大致可分为两种：第一，开机时刻，在正半周中，按照发波相位逻辑先将Q2开通，随后开通Q1，即Q2和Q1要有一定的延迟；在负半周中，先将Q3开通，随后开通Q4，即Q3和Q4要有一定的延迟。第二，关机时刻，在正半周中，先将Q1关断，随后将Q2关断，Q1和Q2的关断要有一定的延迟；在负半周中，关机时，先将Q4关断，随后将Q3关断，Q4和Q3关断要有一定的延迟[5，9]。3 均压效果本文中“I”型三电平逆变器的功率为6kVA，IGBT选用Infineon的IKW50N60(600V/50A)，逆变器直流侧母线电压为380V，逆变器工作频率为20kHz。首先在发波控制上，利用CPLD(Complex Programmable Logic Device)将DSP发出的SPWM波按照文中提到的方法处理，即开机时，内管超前外管开通1.5μs(根据具体情况可调，一般与死区时间一致)；关机时，内管滞后外管关断1.5μs。其次，在硬件上，内管并联阻容网络，选择330pF/1000V的陶瓷电容与15ohm/2W的绕线电阻。实验测试波形见图8和图9，波形显示Q1和Q2的电压基本保持一致，不存在内、外管承受电压不均的情况，逆变器工作良好。 2.3 优化硬件电路通过前文的分析可以得出，“I”型三电平内、外管关断时不均压的原因是由于开关管的制造工艺和批次造成其寄生参数不一致，即输出电容Coss大小不同导致关断速度不同，造成内、外管承受电压不一致。在发波控制方式上的优化方案可以有效针对软开、关机的工况，即由于过流、过压等原因的开、关机。对于控制器由于掉电复位的开、关机，无法通过发波控制解决。因此，在硬件电路中彻底解决此问题就显得非常关键。而解决该问题的核心可将内管的输出电容人为加大，使内管的关断速度滞后于外管，这样可以完全避免内、外管承受电压的不一致，从而对“I”型三电平的内管进行有效保护，增强逆变器系统整体可靠性[6-7]。如图6所示，为实现内管关断速度滞后于外管关断速度，在内管的集电极与发射极间并联R、C电路，其中电容的选择要根据IGBT本身输出寄生电容而定。以Infineon公司的600V/50A IGBT(IKW50N60)为例，其输出电容Coss典型值为200pF，在以此款IGBT组建“I”型三电平时，并联电容可选用一倍到两倍的输出电容Coss值比较合适，在此选择330pF/1000V的陶瓷电容。与电容串联的电阻大概为10ohm到30ohm之间，其主要作用是将IGBT正常开关动作时电容储存的能量用电阻消耗掉，或4 结论由测试波形可以看出，经过在发波控制上加入防止内、外管承受电压不均的逻辑时序及在硬件电路上加入防止内管先于外管关断的阻容网络后，内、外管关断的电压保持一致，最大为半边母线电压。因此，该方法是从发波控制与硬件电路上进行的优化设计，可以有效解决由于内、外管关断不一致而造成的内、外管承受电压不均的问题。该优化设计目前已成功应用到“I”型三电平逆变器的UPS及光伏逆变器产品中。参考文献：[1] 颜文旭，程盼飞.一种改进控制电路在IGBT串联中的应用[J].电源学报,2015,13(4): 109-113.[2]李镇福,林维明,葛良安.一种新颖的IGBT串联电路[J].电工电能新技术,2013,32(4):55-58.[3] 侯凯,卢文兵,姚建国.自适应IGBT串联均压电路设计[J].电力系统自动化,2012,36(8):61-65.[4] 同向前,宁大龙,夏伟.串联IGBT的一种复合均压方法 [J].电工技术学报,2012,27(3):153-158.[5] 汪波,胡安,唐勇IGBT电压击穿特性分析[J].电工技术学报,2011,26(8):145-150.[6] 刘磊.IGBT串联均压技术的研究[D].南京：南京航空航天大学,2009.[7] 熊承义，孙奉娄.IGBT串联运行时的动态均压[J].中南民族学院学报自然科学版,2009,19(3):1-4.[8] 金其龙，孙鹞鸿，张东东.一种新电路在IGBT 串联技术中的应用[J].电力电子技术,2009, 43(5):84-86.[9]付志红，苏向丰，周雒维.功率器件IGBT串联的移相控制技术[J].重庆大学学报,2003,26(2):113-116.[10] Ning Dalong，Tong Xiangqian，Shen Ming，et al． The experiments of voltage balancing methods in IGBTs series connection[A]．2010 Asia-Pacific Power and Energy Engineering Conference (APPEEC) [C].2010. 1-4．[11] Carmine Abbate, Giovanni Busatto. 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