开关电源中阻尼振荡波形
图(1)是一个典型的Buck-Boost电路,如果其电感中电流不连续,一般教材中其开关管集电
极(或漏极)电压波形的波形如图(2),其中上面曲线纵轴表示开关管T集电极(漏极)电压,下面曲
线表示电感L中电流。
图(1)
通常,对类似图(1)的开关电源电路分析时,总假定元件是理想的,即:忽略磁材料的非线性,
忽略电感的电阻和电容的等效电阻,忽略晶体管和二极管的管压降,电容的容量足够大因而一个
周期中电容两端电压不变化,等等。而且假定电路已经达到稳态。这个稳态指的是每个周期中占
空比电压电流等与下一个周期相同。
图(2)
图(2)中,从TA到TB这段时间开关管导通,集电极(或漏极)电压接近于零,因电流不连续,电感
中电流已经为零,所以电感中电流从零开始线性上升,电感中储存的能量不断增加。 时刻TB开关管关断,但电感中电流不能突变,故电感中电流经二极管向电容C充电。因为我们
已经假定电容两端电压不会在一个周期中变化,所以电感中电流线性下降,电感中储存的能量向
电容C转移,电感的自感电动势等于电容两端电压,方向上负下正。所以三极管两端电压等于电源
电压加上负载两端电压。
随着电感中储存的能量不断减少,在时刻TC电感中电流降到零,二极管关断。因电感
中电流
不再变化,所以电感的自感电动势为零。既然电感两端电压为零,功率管两端电压降低到电源电
压,TC时刻之后开关管集电极电压出现一个“台阶”。 时刻TD功率管导通,开始重复上一周期过程。
图(3)
但用示波器看功率管集电极电压波形,看到的却是如图(3)那样,时刻TC(二极管关断)到时刻
TD(功率管导通)这段时间里,集电极电压是图中的衰减振荡波形。很多开关电源的初学者感到迷
惑:这是怎么回事?怎么和书上的不一样?甚至怀疑自己的电路有错误。 其实什么问题都没有,这是完全正常的波形。 那么,这样的波形是如何产生的?
这样的波形与图(2)不一样,是由于前面的分析中我们把电路中的元件理想化,忽略了电感
和功率管的分布电容而产生的。
图(4)
图(4)中把电感的分布电容CL和功率管的分布电容CT画出来了,可以看出,对交流而言,CL
和CT并联,与电感L也是并联。
那么在时刻TB功率管关断,电感必是同时向分布电容CL和CT以及输出滤波电容C充电,CL两
端电压与滤波电容C两端电压相等。时刻TC电感中电流降到零,二极管关断,此时功率管仍关断,
所以时刻TB到TC这段时间里电路如图(5)。可以看出,电感L和分布电容CL及CT构成二阶电路,初
始条件是CL两端电压等于电源的输出电压,电感中电流为零。
图(5)
这样一个二阶电路,如果回路中电阻(包括电感的电阻和其它损耗等效电阻)比较大,是过阻
尼的,电容CL两端电压将指数下降,单调减少。如果是欠阻尼的,将产生衰减振荡,即如图(3)
中TC到TD这段时间里那样。关于过阻尼和欠阻尼,参考电路基础类书籍,例如江缉光主编《电路
原理》第7章第2节“二阶电路的零输入响应”。
实际的开关电源中,总是欠阻尼情况,因为过阻尼情况电路中损耗比较大(电感的绕线电阻
大),开关电源的效率比较低,一般不会那样设计。由此可见,这种衰减振荡实在是正常现像。
衰减振荡意味着分布电容CL中储存的能量逐渐损耗,主要是损耗在电感的绕线电阻中。同时
我们还必须注意到,功率管导通时直流电源向电感L转移的能量在功率管关断时并没有完全向输
出滤波电容C转移,而是有一部分留在了CL和CT中,并在衰减振荡中损耗于电感的绕线电阻内转
化成热。这显然会使开关电源的效率降低。
不过也不必为此损耗担心,这是因为CL是相当小的,与每个开关周期输出到滤波电容C的能
量相比,CL储能是相当小的,所以因为这种衰减振荡造成的效率降低实在很有限,一般不
必理会。
但在输出电压非常高时,情况有些变化。输出电压非常高而不必隔离时,多数采用自耦变压
器,如图(6),这种电路已经接近反激电路。此时自耦变压器绕组匝数很多,如果用普通绕法,
分布电容会很大,使得变压器储能有相当大一部分损耗掉,严重时根本无法输出足够高的电压。
要减少这种损耗,只有减少分布电容CL,所以绕制这种自耦变压器时,右边从功率管集电极到二
极管这段需要采用分格的绕法,例如使用显像管的电视机高压包就是这样。
图(6)
Buck-Boost电路是这样,其它电路呢?实际上,将图(1)中滤波电容和负载电阻从接电源改
成接地,就是Boost电路,如图(7)。由图(7),上面的分析完全适用,在电感电流不连续时,同
样会产生这样的衰减振荡。Buck电路也是如此。只不过Buck电路很少工作于电感电流不连续情况,
所以这样的衰减振荡在Buck电路中不容易见到。反激电路实际上是Buck-Boost电路将储能电感换
成变压器,其工作原理大致相同,所以在电流不连续的反激电路中,功率管集电极波形也
存在这
种衰减振荡。同样,反激电路输出电压不高时可以不理会这些衰减振荡,但在输出电压很高的反
激电路中,就要采用特殊的绕法来减少次级绕组的分布电容。
图(7)
本主题由 PowerAnts 于 2010-4-30 21:31 鉴定为 精华
从吸收的角度看,当R等于原来LC1回路的特性阻抗时,效果最好。
选择R=特性阻抗,主要是考虑此时Q=1,吸收比较好,但是又不至于过多的消耗基波能量。
那么,我们怎么去测试原来回路中的L、C1值呢?这些可都是杂散参数哦,没有网分仪可是无法直接测的。还好了,世上无难事,只怕有心人,我们可以通过对比法来测量,等一下,这个得画图说明。
可以用示波器测出振铃信号的频率f1(注意是脉冲上升的那个过冲的地方,那个才是振铃,而不是脉冲过后的那段,那个是杂散电容与主绕组的自感形成的,那个我们管不了,不要去管它)
然后取一个C2几百pF至1000pF的电容,并在主开关输出端对地之间,并测得这时的振铃信号的频率f2,那么电路中原来的杂散电容的值为C1与C2有如下关系: (C1+C2)^2 :C1^2 = F1 : F2
求得杂散电容C1=C2*(sqrt(f2/f1)-1) 杂散电感的值L=1/C1*(2*pai*f1)^2 振铃时回路的特性阻抗R=sqrt(L/C1) 单位全部是基本单位,别弄错了。
因篇幅问题不能全部显示,请点此查看更多更全内容